研旭開源PHM功率模塊助力【中原工學院】發表高質量論文
發布時間：
2024-03-01 16:15
來源：
[1]引用格式：趙強松,陳昊,王啟帆等.微電網并網逆變器頻率自適應前饋雙模重復-比例控制[J/OL].電工技術學報:1-13[2024-01-31].https://doi.org/10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231947.
[2] 分類號：TM464;TP273
主要研究內容：
重復控制因其能有效抑制諧波信號而被廣泛應用于逆變器控制，但其動態性能較差，且在電網頻率波動時諧波抑制性能下降嚴重。為此，本文提出了一種頻率自適應前饋雙模重復-比例控制。在雙模重復控制的內模中加入前饋環節改善系統的動態性能，并使用無限脈沖響應濾波器實現對電網頻率波動導致的分數延遲精確近似。本文給出了頻率自適應前饋雙模重復-比例控制的原理、穩定性分析和參數優化設計過程。實驗結果證明了所提出的控制方法在電網頻率波動時能抑制并網電流諧波，且具有較好的動態性能。
研究對象：
高比例可再生能源、高比例電力電子設備的大規模應用使“雙高”電力系統呈現新特性。電力電子設備慣性小，基于可再生能源的微電網發電功率與負載功率不平衡將導致微電網頻率波動。同時，電力電子設備的非線性特性顯著，導致系統諧波含量增加。這將導致微電網出現等幅振蕩進而可能導致微電網系統不穩定。并網逆變器作為連接發電單元與負載/微電網的核心部件，要為負載/微電網提供高質量的并網電流。因此，研究微電網頻率波動時抑制逆變器并網電流諧波方法具有重要意義。為了提高微電網頻率波動時雙模重復控制器的諧波抑制效果，本文提出一種基于IIR濾波器的頻率自適應前饋雙模重復-比例控制方法。
本文提出的頻率自適應前饋雙模重復-比例控制結構如圖1所示。該控制結構在雙模重復控制的內模中加入前饋環節，并于比例環節并聯，提高系統的動態性能。當電網頻率波動時，使用IIR濾波器實現分數階延遲，使控制器對電網頻率具有自適應性，在電網頻率波動的情況下仍能有效抑制并網電流諧波。本文在單相LCL型并網逆變器中證明頻率自適應前饋雙模重復-比例控制的諧波抑制能力和動態性能，LCL型并網逆變器系統結構如圖2所示，單相LCL型并網逆變器實驗平臺如圖3所示，其中，直流電源為Chroma 62150H-1000，逆變器平臺為研旭YXPHM-TP3xb-I，交流電源為Chroma 61815，示波器為Tex TBS2204B，電能質量分析儀為Fluke 1775。
圖1 頻率自適應前饋雙模重復-比例控制結構圖
圖2 LCL型并網逆變器系統結構圖
圖3 單相LCL型并網逆變器實驗平臺
實驗結論：
本文針對微電網下，電網頻率波動造成逆變器并網電流THD升高的問題，提出了一種基于IIR濾波器的頻率自適應前饋雙模重復-比例控制方法。分析了該控制方法的設計機理及穩定性，以單相LCL型并網逆變器為例，給出了頻率自適應前饋雙模重復-比例控制的詳細參數設計流程。實驗時，為了模擬真實電網環境，在電網中加入THD為5.7%的電網背景諧波，其頻譜如圖4所示。電網頻率為50 Hz時，相比重復-比例控制，頻率自適應前饋雙模重復-比例控制系統的并網電流THD降至1.0%，有更好的諧波抑制能力，并網電流波形和頻譜如圖5、圖6所示。參考電流發生突變時，過渡時間在2個基波周期內，有較好的動態性能，并網電流波形如圖7所示。電網頻率發生波動時，以電網頻率為49.6 Hz和50.4 Hz為例，相比前饋雙模重復-比例控制，頻率自適應前饋雙模重復-比例控制系統并網電流THD降至0.8%，即對電網頻率波動具有自適應性，有更好的諧波抑制能力。參考電流突變時，過渡時間在2個基波周期內，有較好的動態性能。電網頻率49.6 Hz時的實驗結果圖如圖8-10所示，50.4 Hz時的實驗結果圖如圖11-13所示。不同電網頻率下重復-比例控制、前饋雙模重復-比例控制和頻率自適應前饋雙模重復-比例控制的并網電流THD折線圖如圖14所示，當電網頻率發生波動時，RC-PC和FDMRC-PC的并網電流THD不同程度升高。電網頻率為49.6 Hz時，上述兩種控制器的并網電流THD分別為3.8%和1.6%，電網頻率為50.4 Hz時分別為3.9%和1.9%，控制器的諧波抑制能力變差。而FA-FDMRC-PC的并網電流THD仍能保持在1.5%以內，說明FA-FDMRC-PC具有頻率自適應能力，能在電網波動時有效抑制逆變器并網電流諧波。。
圖4 電網背景諧波頻譜
圖5 電網頻率50 Hz時，FA-FDMRC-PC的并網電流
圖6 電網頻率50 Hz時，FA-FDMRC-PC的并網電流頻譜
圖7 電網頻率50 Hz時，參考電流突變前后FA-FDMRC-PC并網電流
圖8 電網頻率49.6 Hz時，FA-FDMRC-PC的并網電流
圖9 電網頻率49.6 Hz時，FA-FDMRC-PC的并網電流頻譜
圖10 電網頻率49.6 Hz時，參考電流突變前后FA-FDMRC-PC并網電流
圖11 電網頻率50.4 Hz時，FA-FDMRC-PC的并網電流
圖12 電網頻率50.4 Hz時，FA-FDMRC-PC的并網電流頻譜
圖13 電網頻率50.4 Hz時，參考電流突變前后FA-FDMRC-PC并網電流
圖14 不同電網頻率下RC-PC、FDMRC-PC和FA-FDMRC-PC的并網電流THD
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在永磁同步電機（PMSM）的矢量控制中，需要解決速度過沖和轉矩脈動現象。電動汽車（EV）中 PMSM 的驅動控制有兩個前提條件。第一是必須確保車輛的整體控制，第二是在保證電機穩定控制的同時，確保車輛控制的經濟性。因此，本文首先提出了模糊分數階指數收斂律滑?？刂疲‵-CFSMC），它是以在線修正分數階滑模面的指數收斂律為目的而構建的。它用參數明確表達了分數階滑模面的到達時間和收斂速度。利用Lyapunov方程證明了 F-CFSMC 的穩定性。F-CFSMC 適用于具有不同參數的PMSM。接下來，引入了考慮電動汽車電池參數因素的模糊控制器，將鋰電池和PMSM結合起來，以提高能量利用率。至此，雙層次模糊分數階指數收斂律滑動模式控制（DF-CFSMC）構建完成。此外，還使用 DF-CFSMC 和傳統 PMSM 控制進行了比較仿真和實驗，并在 PMSM 分層中得到了結果。在電動汽車分層應用中也進行了仿真，以顯示 DF-CFSMC 的通用性、可重復性和優勢。
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